Лекция
Привет, сегодня поговорим про вторичные источники питания техническая реализация импульсных элементов иит, обещаю рассказать все что знаю. Для того чтобы лучше понимать что такое вторичные источники питания техническая реализация импульсных элементов иит , настоятельно рекомендую прочитать все из категории ИНЖЕНЕРНАЯ ПСИХОЛОГИЯ И ЭРГОНОМИКА.
Назначение вторичных источников питания (ВИП) – преобразование сетевого напряжения в постоянные напряжения заданных номиналов, необходимые для обеспечения работоспособности электронных схем. Можно выделить две основные структурные схемыВИП: классическую (сетевой трансформатор-выпрямитель-фильтр-стабилизатор постоянного напряжения) и импульсную (выпрямитель сетевого напряжения - высокочастотный преобразователь в импульсные напряжения необходимых номиналов – выпрямитель импульсного напряжения – сглаживающий фильтр – стабилизатор постоянного напряжения). Классическая схема, обладая простотой реализации, имеет существенный недостаток – громоздкий сетевой трансформатор, поэтому в настоящее время широкое применение получили импульсные ВИП, которые несмотря на большее число структурных блоков, в целом имеют меньшие габариты и вес поскольку эти параметры у высокочастотных трансформаторов на ферритовых сердечниках несравнимо лучше чем у сетевых трансформаторов с сердечниками из электротехнической стали. Структурная схема классического ВИП представлена на рис.82.
Рис.82
Структура классического ВИП
Трансформатор-преобразует сетевое напряжение в переменные напряжения, необходи-
мые для формирования заданных уровней постоянных выходных напряжений. Выбор типа магнитопровода из стандартизированных значений производится по так называемой габа-
ритной мощности, определяемой по заданной мощности во вторичных обмотках (суммарной
мощности нагрузки). Например, для двухполупериодного выпрямления Ргаб.=1,2 Рнаг., сечения проводов первичной и вторичных обмоток также определяются габаритной мощностью,а также коэффициентом трансформации К= W1/W2 и допустимой плотностью тока для медных проводов, например : I 2 = 1,1 Ргаб./Uнагр. (действующее значение тока вторичной обмотки), I1 = I2/К (действующее значение тока в первичной обмотке).
Выпрямитель - преобразует переменное напряжение в пульсирующее, содержащее постоянную составляющую и переменное напряжение пульсаций.Схема однополупериодного выпрямителя приведена на рис.83. Во вторичных источниках питания данная схема практически не применяется и имеет лишь теоретический интерес. Временные диаграммы приведены на рис.84.
Рис.83 Рис.84
Простейший выпрямитель Временные диаграммы
Существенно улучшается форма кривой напряжения на нагрузке при шунтировании ее конденсатором, при этом возрастает постоянная составляющая напряжения и уменьшается амплитуда переменного напряжения пульсаций, поскольку конденсатор поддерживает напряжение на нагрузке в паузе между полуволнами входного напряжения(рис.85,86).
Рис.85 Рис.86
Схема резистивно-емкостной нагрузки Влияние емкостной нагрузки
однополупериодного выпрямителя
Наиболее распространенная схема двухполупериодного мостового выпрямителя, схема и временные диаграммы напряжений представлены на рис.87 и 88 соответственно .
Рис.87 Рис.88
Мостовой выпрямитель Временные диаграммы
Фильтр выполняет роль сглаживания пульсаций на выходе выпрямителя, обычно это
Г - образный LC фильтр , в простейшем случае – однозвенный, реализованный на дросселе и конденсаторе (рис.89).
Рис.89.Однозвенный сглаживающий
LC фильтр
Стабилизатор предназначен для поддержания неизменным в заданных пределах выходного постоянного напряжения при колебаниях входного напряжения ( поступающего с фильтра). Используются три основные схемы стабилизаторов: параметрический,компенсационный ,импульсный. Основным параметром стабилизатора является коэффициент стабилизации, определяемый как:
Кст =( DUвх/Uвх )/( DUвых/Uвых )
Здесь D - знакопеременные приращения входного и выходного напряжений соответственно. Принцип работы параметрического стабилизатора основан на свойстве полупроводникового элемента – стабилитрона сохранять неизменным напряжение обратимого пробоя (напряжение стабилизации) при колебаниях в известных пределах входного напряжения. Схема и вольт-амперная характеристика параметрического стабилизатора приведены на рис.90,91.
Рис. 90
Схема параметрического стабилизатора
Рис.91
Рабочая точка находится на пересечении характеристики стабилитрона и нагрузочной прямой, угол наклона которой определяется величиной: Rэкв = (Rб*Rн)/(Rб+Rн). Колебания входного напряжения вызывают изменения тока через стабилитрон относительно номинального значения, при этом выходное напряжение стабилизатора остается почти неизменным. При этом нагрузочная прямая перемещается параллельно самой себе. Балластное сопротивление Rб служит для ограничения тока через стабилитрон,
который должен находиться в допустимых пределах при максимальных отклонениях входного напряжения, напряжение на нем всегда равно разности между входным и выходным напряжениями. Пользуясь законом Кирхгофа для контурных токов , можно показать, что коэффициент стабилизации будет равен: Кст =(Uвых / Uвх )*(Rб/Rст.дин.),где
Rст.дин.= DUст/DIст- выходное динамическое сопротивление стабилитрона, величина которого зависит от крутизны падающей ветви характеристики стабилитрона. Для маломощных стабилитронов Rст.дин находится в пределах 5…..50 Ом. Коэффициент стабилизации схем этого типа невысок и составляет 10….30 относительных единиц, применяются они в основном для ограничения уровней напряжений, например, для формирования опорных напряжений в компараторах. Более качественными характеристиками обладают компенсационные аналоговые и импульсные стабилизаторы, имеющие в своем составе регулируемый по цепи обратной связи элемент (обычно транзистор), который компенсирует отклонения входного напряжения, поддерживая тем самым неизменным напряжение на нагрузке.
Аналоговый компенсационный стабилизатор следит за изменениями входного напряжении непрерывно. Принцип его работы поясняется схемой, приведенной на рис.92. 
Рис.92
Компенсационный стабилизатор
VT1 – регулируемый транзистор (выполняет роль
резистора, включенного последовательно с
нагрузкой),
VT2 - регулирующий транзистор (усилитель пос-
тоянного тока),
VD1 - стабилитрон грубой установки Uвых
Для компенсации знакопеременных отклонений входного напряжения выходное напряжение устанавливается меньшим входного на 10 – 20% выбором стабилитрона VD1 и резистивным делителем R3,R4,R5, включенным параллельно нагрузке, при этом точная установка заданного номинала осуществляется переменным резистором R4.При колебаниях входного напряжения изменяется падение напряжения на регулируемом транзисторе VТ1, напряжение на нагрузке при этом практически неизменно. Благодаря усилительным свойствам транзистора VТ2 отслеживаются весьма малые колебания напряжения на нагрузке. Приведенный стабилизатор обладает высоким коэффициентом стабилизации -100 и более относительных единиц, при этом в практических схемах вместо VT2 применяется операционный усилитель, а также интегральное исполнение (ИС серии К142 ЕН). Недостатком схемы является непрерывный режим работы регулируемого транзистора, что увеличивает рассеиваемую на нем мощность, в связи с чем необходимо применять транзисторы повышенной мощности и теплоотводы.
Импульсный стабилизатор выходного напряжения в значительной степени свободен от указанного недостатка поскольку регулируемый транзистор работает в облегченном режиме, однако он имеет несколько больший коэффициент пульсаций из-за необходимости фильтрации импульсной последовательности. В общем случае структурная схема импульсного стабилизатора постоянного напряжения приведена на рис.93.
Импульсный блок обеспечивает работу регулируемого элемента в ключевом режиме, характеристики которого определяются блоком сравнения. Используются в основном два способа управления: релейный и широтно-импульсный (ШИМ). В первом случае импульсы на выходе РЭ имеют амплитуду , равную в каждый данный момент входному напряжению и регулирование обеспечивается изменением их длительности. Во втором случае амплитуда импульсов постоянна и изменяется по сигналам ИБ их ширина.
Рис.93
Структура импульсного стабилизатора.
РЭ – регулируемый элемент, Ф – сглаживающий
фильтр, БС – блок сравнения выходного напряжения
с эталонным (уставкой), Uо – источник эталонного
напряжения, ИБ – импульсный блок.
Принцип работы релейного импульсного стабилизатора поясняется схемой , приведенной на рис.94.
Рис.94
Релейный импульсный стабилизатор
РЭ на схеме представлен транзистором VТ1, включенным по схеме с общим эмиттером, функции БС выполняет переменный резистор R4 делителя выходного напряжения (R2, R4, R6).Источником эталонного напряжения служит стабилитрон VD2, ИЭ выполнен на транзисторе VT2. Резисторы R1 ,R3, R5 обеспечивают допустимые режимы работы транзисторов, диод VD1 необходим для защиты VT1 от перенапряжений из-за э.д.с. самоиндукции дросселя фильтра, возникающей при снижении тока через индуктивность (в паузе между импульсами на эмиттере VT1). Временная диаграмма, поясняющая процесс регулирования напряжения на нагрузке при отклонениях входного напряжения относительно номинального значения, приведена на рис.95.
Рис.95
Процесс релейного регули-
рования в импульсном
стабилизаторе.
Нарастание Uн во время действия импульса Uэ.VT1 ограничено моментом равенства напряжения, снимаемого с движка R4 сумме напряжения пробоя стабилитрона и порогового напряжения открывания транзистора VT2. В паузе между импульсами конденсатор фильтра разряжается на сопротивление нагрузки до момента равенства Uн напряжению пробоя стабилитрона. Разность напряжений срабатывания блока сравнеия (гистерезис) определяет величину пульсаций относительно среднего значения напряжения на нагрузке. Достоинством приведенной схемы является относительная простота при приемлемом уровне коэффициента пульсаций, импульсный стабилизатор с ШИМ – регулированием схемотехнически сложнее, но имеет лучшие показатели качества выходного напряжения.Структурная схема импульсного ВИП приведена на рис.96.
Рис.96. Импульсный вторичный источник питания
Новым элементом здесь является высокочастотный преобразователь постоянного напряжения в импульсную последовательность. В качестве такого преобразователя используются трансформаторные каскады, управляемые задающим импульсным генератором, или импульсные генераторы с самовозбуждением. Частота преобразования обычно находится в пределах 30 – 50 КГц. В качестве примера приведена на рис.97 упрощенная схема двухтактного блокинг- генератора (схема Роэра), представляющего собой мультивибратор с электромагнитной связью коллекторных обмоток высокочастотного трансформатора с обмотками положительной обратной связи, подключенным к базам транзисторов. Напряжения на базовых обмотках пропорциональны скорости изменения магнитного потока в сердечнике высокочастотного трансформатора Т (dФ/dt). Обмотки включены таким образом, что при положительной производной на одной из них возникает
отпирающее один из транзисторов напряжение, а на другой напряжение противоположной полярности, запирающее транзистор другого ”плеча” схемы. Такое состояние сохраняется до тех пор пока магнитный поток не достигнет максимального значения, определяемого ампервитками соответствующей коллекторной обмотки и величиной коллекторного питания Ек, транзистор при этом полностью открыт и его сопротивление мало. Производная dФ/dt и отпирающее напряжение становятся равными нулю и транзистор начинает закрываться, что приводит к уменьшению магнитного потока, изменению знака производной и появлению запирающего напряжения на транзисторе работавшего “плеча” и соответственно отпирающего напряжения на базе другого транзистора. Далее происходит нарастание магнитного потока противоположного направления, инициируемое вторым “плечом” и процессы повторяются. Следует отметить, что длительность импульсов коллекторного тока и, следовательно, напряжения трансформируемого во вторичную обмотку (Uвых.) зависит не только от времени нарастания магнитного потока (индуктивности коллекторной обмотки), но и от инерционности транзистора, т.е. Об этом говорит сайт https://intellect.icu . от времени его выключения. Временные диаграммы в основных точках схемы приведены на рис.98.
Рис.97 Рис.98
Двухтактный генератор Временные
Роэра диаграммы
Остальные блоки приведенной выше структурной схемы импульсного ВИП принципиально не отличаются от таковых для ВИП, выполненного по классической схеме.
В общем смысле под импульсной техникой следует понимать совокупность методов расчета и технических средств, позволяющую реализовать устройства логической обработки импульсных сигналов. Прямоугольным импульсным сигналом принято называть скачкообразное изменение токов и (или) напряжений, при этом эти параметры могут принимать только два значения: высокое и низкое (логические 0 или 1).В так называемой положительной логике высокому уровню соответствует логическая 1, низкому - логический 0, в отрицательной логике – наоборот.На рис.99 приведена временная диаграмма прямоугольного импульса с характеризующими его параметрами.
Рис.99
Параметры импульсного сигнала
Uм - амплитуда импульса ,
g = DU/Uм - относительный завал
вершины импульса,
tи – длительность импульса,
tф+- передний фронт импульса,
tф- - задний фронт импульса.
Длительности фронтов импульса представляют собой время, в течение которого напряжение импульса изменяется с 10% до 90% максимального значения –передний фронт, или с 90% до 10% - задний фронт. Последовательность импульсных сигналов представлена на рис.100 и , кроме параметров одиночного импульса, характеризуется рядом дополнительных характеристик таких как период (временной интервал между одинаковыми фазами двух соседних импульсов), скважность (отношение периода к длительности импульса), среднее напряжение (постоянная составляющая) импульсной последовательности, пауза (временной интервал между задним и передним фронтами двух соседних импульсов).
Рис.100
Импульсная последовательность
tп - пауза
Скважность можно выразить как: Q=Т/tи = (tи + tп)/tи = 1 + tп/ tи ,при скважности равной двум (tи = tп) последовательность импульсов носит название «меандр». Среднее напряжение импульсной последовательности представляет собой:
, для U(t) = Uм = Const получим: Uср = Uм*tи/Т
Рассмотренный выше импульсный сигнал относится к классу видеоимпульсов, наиболее распространенному в импульсных устройствах ИИТ. Другие классы импульсных сигналов: радиоимпульсы, импульсы специальной формы здесь не рассматриваются. Основу построения логических устройств любой степени сложности составляют так называемые базовые логические элементы, выполняющие простейшие логические операции, они присутствуют практически во всех современных сериях цифровых интегральных схем. Так основой широко распространенной серии ИС транзисторно-транзисторной логики (ТТЛ-серии: К155 и усовершенствованные модификации К533, К555,К1533 и др.) является ключевой элемент (ключ) на биполярном транзисторе , выполняющий операцию логического отрицания. Используется также название ключа- инвертор.
Схема транзисторного ключа приведена на рис.101. Характерной особенностью схемы является работа транзистора либо в режиме “закрыт”– рабочая точка на выходных характеристиках транзистора располагается на границе области отсечки (логический 0 по коллекторному току), либо в режиме “открыт” – рабочая точка располагается на границе области насыщения (логическая 1 по коллекторному току). Кроме того, из-за инерционных свойств транзистора переход рабочей точки из одного состояния в другое происходит не мгновенно, поэтому необходимо учитывать переходный процесс переключения, влияющий на параметры выходного импульса коллекторного тока.
Рис.101
Схема транзисторного ключа
Физически логические переменные Х и Y представлены уровнями напряжений входного и выходного сигналов соответственно. Условное графическое изображение инвертора показано на рис.102.
Рис.102
УГО инвертора
В состоянии насыщения транзистор как бы “стянут” в точку, грубой аналогией этого состояния может служить замкнутый механический тумблер. При этом в идеальном случае должно быть Uвых = 0 (логический 0 ),однако, реально Uвых равно напряжению насыщения транзистора (около 0,5В для Si – транзисторов), это напряжение называют остаточным параметром , характеризующим неидеальные свойства транзисторного ключа в указанном режиме. В режиме насыщения ток коллектора максимален , ограничен только сопротивлением коллекторной нагрузки Rк, обозначается символом Iк.н (ток коллектора насыщения) и равен:
Iк.н = (Uк – Uнас.)/Rк » Uк/Rк, поскольку Uнас.« Uк
Для поддержания коллекторного тока насыщения очевидно необходимо создать ток в базе транзистора теоретически величиной не менее:
Iб.н = Iк.н/h21Э – ток базы насыщения,h21Э- коэффициент передачи базового тока в коллектор для схемы с общим эмиттером.
Практически из – за технологического разброса h21Э, а также его нестабильности в температурном диапазоне реальный базовый ток должен быть больше теоретического значения, величина реального тока базы равна:
Iб.реал. = (Uм-Uбэ)/Rб » Uм/Rб, поскольку напряжение на открытом базо-эмиттерном переходе Uбэ«Uм.
Отношение: Iб.реал./ Iб.н = S называют коэффициентом насыщения (практически его величина лежит в пределах 5-10 относительных единиц).
В состоянии отсечки сопротивление между коллектором и эмиттером транзистора велико, грубой аналогией в этом случае является разомкнутый механический тумблер. При этом напряжение на выходе в идеальном случае должно быть равно напряжению коллекторного питания (если сопротивление нагрузки ключа бесконечно велико) и трактуется как логическая 1. Однако, из-за наличия теплового тока коллектора образуется напряжение на коллекторном резисторе и реальное напряжение на выходе будет равно:
Uвых= Uк – Iко*Rк (Rн = ?), т.е. несколько меньше (на единицы милливольт) идеального. Напряжение Iко*Rк, также называетсяостаточным параметром в режиме отсечки и характеризует неидеальность ключа в этом режиме. Кроме того, указанный режим
накладывает ограничения на предельную величину резистора, ограничивающего базовый ток. Поскольку тепловой коллекторный ток создает напряжение на этом резисторе, причем его полярность является отпирающей для транзистора, то при слишком большой величине Rб транзистор из состояния отсечки может перейти в активный режим, т.е. произойдет несанкционированное срабатывание ключа (низкий уровень напряжения логической 1 или вообще переход транзистора в открытое состояние). Опасность несанкционированного срабатывания резко возрастает, если ключ работает в широком температурном диапазоне, поскольку тепловой ток коллектора удваивается на каждые 10оС повышения температуры окружающей среды. Очевидно, что величина Rб должна быть ограничена сверху в соответствии с условием:
Rб ? Uбэ.пор./Iко.макс.,где Uбэ.пор.- напряжение отпирания транзистора по базе, Iко.макс.- максимальное значение теплового тока для данного типа транзистора и заданных условий внешней среды.
Переходный процесс переключения транзистора между указанными состояниями исследуется с помощью так называемого метода заряда в базе транзистора. Суть метода заключается в следующем - скорость изменения заряда в базе при переключениях ключа можно записать как:
dQ/dt = Iб – Q/t , где Q – заряд, Iб – установившееся значение тока базы, t -постоянная времени транзистора (пропорциональна времени жизни неосновных носителей заряда в базе), после очевидных преобразований получим:
t* dQ/dt +Q = Iб*t – неоднородное дифференциальное уравнение первого порядка, аналогичное уравнениям, описывающим поведение RC – цепей с одной реактивностью в переходном процессе, решение таких уравнений рассматривается в курсе теоретических основ электротехники и выглядит следующим образом:
Q(t) = Q(?) - [Q(?) – Q(0) ]*е-t/t ,
здесь Q(?) и Q(0)- граничные условия (установившиеся значения заряда через бесконечно большой промежуток времени и в начальный момент соответственно). Вид функции представлен на рис.103.
Рис.103
Экспоненциальная зависимость изменения
заряда в базе при включении транзисторного
ключа
Практический интерес представляет также интервал времени в течение которого заряд изменяется в определенных пределах, например для рис.103, в пределах от Q(t1) до Q(t2) из общего решения можно найти моменты времени t1, t2 и их разность:
Dt = t2 – t1 = t*ln{Q(?)-Q(t1)}/ {Q(?)-Q(t2)}
Временные диаграммы, поясняющие процесс переключения транзисторного ключа при подаче на его базу прямоугольного импульса тока и влияние переходного процесса на форму и параметры выходного (коллекторного) импульса тока приведены на рис.104.Обозначения на рис104:
Рис.104
Временная диаграмма переходного
процесса в транзисторном ключе.
tзад. = t1-t0 –время заряда базо-коллекторной
емкости, приблизительно 0,25 t
tф+ = t2 –t1 - передний фронт коллектоного
импульса тока,
tрас. = t4 –t3- время рассасывания избыточного
заряда базы,
tф- = t5 – t4 –задний фронт коллекторного им-
пульса тока,
Dt = t3 – t2 – время накопления избыточного
заряда в базе (не влияющего на величину кол-
лекторного тока).
Пользуясь приведенными выше соотношениями, можно определить временные параметры импульса коллекторного тока, так для длительности переднего фронта получим:
Q(?) = Qм, Q(t1) = 0, Q(t2) = Qн - граничные условия рассматриваемой фазы импульса,
tф+ = t*ln{Q(м)-0}/ {Q(м)-Q(н)} = t*lnt*Iб/( t*Iб - t*Iбн) =t*ln 1/(1- Iбн/ Iб)= t*ln S/(S-1)
Применим разложение функции натурального логарифма в степенной ряд вида:
lnx »(x-1)/x +…, где х = S/(S-1), получим: tф+ » t/S
Из полученного выражения следует, что для уменьшения длительности переднего фронта необходимо увеличивать степень насыщения транзистора на этапе включения.
Таким образом, время включения транзистора при подаче отпирающего импульса тока в базу составит:
tвкл.= tзад.+ tф+= 0,25t+t/S
По изложенной методике найдем время рассасывания избыточного заряда в базе:
tрас. = t*ln {Q(t5) – Q(t3)}/ {Q(t5) – Q(t4)} = t*ln(0-t*Iб)/(0-t*Iбн)»t{1 – (1/S)}
В данном случае необходимо уменьшать насыщение транзистора, чтобы ускорить процесс его выключения , т.е. для улучшения параметров импульсов выходного коллекторного тока необходимо удовлетворить противоречивые требования относительно коэффициента насыщения транзистора.
Длительность заднего фронта выходного импульса найдем , предполагая, что его формирование закончилось при снижении величины заряда в базе до уровня 0,1Qн,тогда:
tф- = t*ln {Q(t5) – Q(t4)}/ {Q(t5) –0,1Q(t4)} = t*ln(0-t*Iбн)/(0-0,1t*Iбн) = 2,3t
Таким образом, время выключения транзистора составит: tвыкл. = tрас.+ tф-»t{3,3-(1/S)}.
Обычно время задержки срабатывания определяется как: tз.ср. = 0,5(tвкл.+tвыкл.)
Известны методы ускорения переходных процессов транзисторного ключа, основные из них приведены ниже.
Метод форсирующего конденсатора основан на свойстве конденсатора сохранять неизменным напряжение на нем в момент поступления переднего фронта входного импульса, т.е. фактически в этот момент его реактивное сопротивление равно нулю (первый закон коммутации теории переходных процессов в RC-цепях). Схема включения форсирующего конденсатора приведена на рис.105. 
Рис. 105
Включение форсирующего конденсатора Сф
Временные диаграммы, поясняющие принцип работы форсирующего конденсатора показаны на рис.106.
Рис.106
Ток базы ключа при наличии
форсирующего конденсатора
В момент включения ток базы достигает максимальной величины –Iбмакс=Uм/Rбэ,где Rбэ- входное сопротивление транзистора, тем самым обеспечивается высокое значение коэффициента насыщения и минимальная длительность переднего фронта импульса коллекторного тока. По мере заряда конденсатора ток базы уменьшается и в конце входного импульса достигает минимальной величины Iбмин.=Uм/(Rб+Rбэ),обеспечивающей S=1.
Метод введения нелинейной отрицательной обратной связи с использованием диода Шоттки также обеспечивает разное насыщение транзистора в процессе его коммутации аналогично предыдущему случаю, однако технологически проще реализуем в интегральном исполнении. Особенностью диода Шоттки является малый порог срабатывания и высокое быстродействие, благодаря чему отрицательная обратная связь срабатывает раньше чем транзистор ключа войдет в насыщение. Схема ключа с диодом Шоттки представлена на рис.107.
Рис. 107
Нелинейная обратная связь с диодом
Шоттки
Падение напряжения на диоде Шоттки обеспечивает положительный потенциал коллектора относительно базы, предотвращая тем самым смещение коллекторно-базового перехода в прямом направлении и накопление избыточного заряда в базе. В современной схемотехнике ИС серии ТТЛ диод Шоттки интегрирован с транзистором (серии ИС ТТЛШ).
Инвертор (ключ) на полевых транзисторах является основой популярной серии ИС-КМОП (К561,564).Ключ выполнен на двух полевых транзисторах с дополнительной симметрией ( К- дополнительный),т.е. транзисторы имеют каналы различного типа проводимости. На рис.108 приведена схема такого ключа на полевых транзисторах с индуцируемыми каналами “p” и “n” типа.
Рис.108
Ключ на полевых транзисторах с дополнительной
симметрией
Переключение ключа происходит , когда входное напряжение превышает по модулю порог срабатывания транзисторов. При этом Uпор.vт1 » -0,5U, Uпор.vт2 » +0,5U, таким образом при Uвх = 0 (логический ноль): VТ2 – закрыт, VТ1 – открыт, поскольку на его затворе действует потенциал равный минус U, на выходе формируется высокий уровень, примерно равный напряжению питания +U (логическая единица). При Uвх » +U (по входу ключ управляется выходным напряжением аналогичного элемента), состояние транзисторов противоположно предыдущему и на выходе напряжение оказывается близким к нулю (логический 0).Таким образом выполняется операция логического отрицания, в статическом состоянии ток потребления практически отсутствует, т.к.один из транзисторов всегда закрыт. При переключениях появляется входной ток, связанный с перезарядом подзатворных емкостей, величина этого тока тем больше, чем выше частота входного сигнала. Кроме того, наличие этих емкостей ограничивает частотный диапазон работы ключа и , следовательно, КМОП серии ИС, что сужает диапазон ее применения.
На основе рассмотренных ключей строятся так называемые базовые элементы основных серий ИС: И-НЕ (штрих Шеффера), ИЛИ-НЕ (стрелка Пирса), на которых возможна реализация сложных логических устройств с наименьшими затратами аппаратных средств.
Базовый элемент И-НЕ серии ИС ТТЛ имеет условное графическое обозначение, показанное на рис.109 , выполняет логическую операцию , таблица истинности приведена ниже.
Рис.109
Таблица истинности
УГО логической
операции
штрих Шеффера
Принцип работы и техническая реализация указанного элемента показаны на рис.110. Основой схемы является многоэмиттерный транзистор VT1,выполняющий операцию конъюнкции (И), фактически он представляет собой интегрированный набор диодов по числу входов -2 и выходов -1.Операция НЕ реализуется транзисторами Vт2,Vт3,Vт4 с одновременным усилением выходного сигнала. Диоды VД1, VД2 необходимы для повышения порогов срабатывания транзисторов VТ2 и VТ3 с целью их надежного запирания при низких уровнях входных напряжений. Резисторы R1 ?R4 обеспечивают допустимые режимы работы транзисторов по базовым и коллекторным токам транзисторов. Характерной особенностью ТТЛ схем является напряжение питание +5В.
Рис.110
Схема базового элемента И-НЕ
ТТЛ
Введем обозначения физических уровней логических 1 и 0 как Е1 и Е0 соответственно.
Работа базового элемента происходит следующим образом:
Uвх1 = Uвх2 = Е0 –эмиттерные выводы VТ1 через внутренние сопротивления источников входных сигналов соединены с общей точкой , базо-эмиттерные переходы открыты и шунтируют коллекторно-базовый переход VТ1, ток базы VТ2 равен нулю и транзисторы VТ2 и VТ4 закрыты, в этом случае транзистор
VТ3 отпирается током базы по цепи: Uп- R2- базо-эмиттерный переход VТ3-
VД2-Rн-общая точка , на выходе формируется высокий уровень напряжения :
Е1 » Uп*Rн/(R3 + Rн) – логическая 1;
Uвх1 = Е1, Uвх2 = Е0 или Uвх1 = Е0, Uвх2 = Е1 – состояние схемы не изменяется, поскольку коллекторно – базовый переход VТ1 шунтирован обним из открытых базо-эмиттерных переходов, на выходе сохраняется логическая 1;
Uвх1 =Uвх2 = Е1 – оба базо-эмиттерных перехода VТ1 закрыты высокими запирающими напряжениями, открывается коллекторно-базовый переход транзистора VТ1 и его коллекторный ток открывает транзистор VТ2 по цепи: Uп- R1-коллекторно-базовый переход VТ1-VД1-база VТ2, эмиттерный ток VТ2 создает напряжение на резисторе R4, отпирающее транзистор VТ4, тем самым вывод выхода оказывается соединенным с общей точкой через малое сопротивление между коллектором и эмиттером открытого VТ4 и на выходе формируется низкое напряжение Е0 (логический ноль).
Таким образом, приведенная схема реализует таблицу истинности логической операции штрих Шеффера. Типичным представителем рассмотренного базового логического элемента является микросхема серии ТТЛ - К555ЛА3, содержащая 4 двухвходовых элемента И-НЕ, УГО этой микросхемы приведено на рис.111.
Основные параметры и характеристики базового логического элемента ТТЛ:
Рис.112
Передаточная характеристика
базового ТТЛ - элемента
1,6 В – пороговое напряжение
срабатывания
Для состояния Uвх = Е0 и Uвых = Е1 возможно ложное срабатывание элемента, если напряжение помехи относительно шины «земля» будет равно: Uпом.зем. ? 1,6 – 0,4 = 1,2В.
Для состояния Uвх = Е1 и Uвых = Е0 ложное срабатывание возможно, если напряжение помехи относительно шины «питание» по модулю будет равно Uпом.пит.? 2,4 – 1,6 = 0,8В.Практически с учетом влияния температуры внешней среды считается допустимой помеха не более 0,6В.
потребляемая базовым логическим элементом мощность относительно велика и составляет около 20 мВТ.
Следует отметить, что элементы ТТЛ чувствительны к величине внутреннего сопротивления источника входного сигнала (Ri), действительно, если Ri ? 1Ком,то в состоянии Uвх = Е0 падение напряжения на нем от входного тока может превысить пороговое напряжение, что приведет к несанкционированному срабатыванию.
Базовый логический элемент И – НЕ серии ИС КМОП.
Основой указанной серии ИС является рассмотренный ранее ключ на полевых транзисторах с дополнительной симметрией , УГО, логическое уравнение, таблица истинности аналогичны приведенным для элемента И-НЕ ТТЛ.
Напряжение питания ИС этой серии отличается широким диапазоном 3…15В, потребляемая мощность в статическом режиме не превышает 0,1мВт, входное сопротивление весьма велико (> 1 Мом), благодаря этому КМОП ИС находят широкое применение в схемотехнике в случаях, когда не предъявляются повышенные требования к быстродействию. Быстродействие КМОП логического элемента находится в пределах 100 – 200 наносекунд и определяется свойствами ключевого элемента, рассмотренными выше. Принцип работы базового элемента поясняется схемой приведенной на рис.113.
Рис.113
Логический элемент КМОП
штрих Шеффера
Работа базового элемента происходит следующим образом:
Базовый элемент ИС КМОП серии обладает высокой помехоустойчивостью: Uпом.пит» Uпом.зем » 0,5Uпит. В связи с высокими входными сопротивлениями коэффициент разветвления «n» может достигать 100 единиц. Типичным примером выпускаемых ИС рассмотренного типа может служить микросхема, показанная на рис.114.
Базовый логический элемент ИС серии ЭСЛ (эмиттерно- связанная логика) .
Отличительными особенностями указанной серии являются:
Приведенная на рис.115 схема базового логического элемента (БЛЭ) этой серии ИС выполняет две логические операции:
Таблица истинности выглядит следующим образом:
Рис.115
Базовый элемент ЭСЛ 2 ИЛИ, 2ИЛИ-НЕ
Транзисторы VТ1 и VТ5 работают в режиме эмиттерных повторителей, обеспечивая усиление выходных сигналов по мощности. Транзисторы VТ2, VТ3 являются входными, на их базы подаются напряжения соответствующие логическим уровням Е1 и Е0 ,измеряемые относительно общей точки и, следовательно, имеющие отрицательную полярность. Транзистор VТ4 является опорным, задающим режим переключения входных транзисторов , потенциал его базы (Uо) фиксируется постоянным относительно шины +Uп в данном случае с помощью стабилитрона VD1 (возможны и другие способы). Эмиттеры входных и опорного транзисторов связаны между собой (отсюда название ЭСЛ) и подключены к общему резистору отрицательной обратной связи по эмиттерному току R5. Все транзисторы имеют одинаковые параметры, поскольку изготавливаются в едином технологическом процессе. Резисторы R1, R2 являются коллекторными нагрузками, резистор R3 – задает режим работы стабилитрона по току, резисторы R4, R6 – нагрузки эмиттерных повторителей.
Принцип работы БЛЭ основан на переключении эмиттерного тока опорного транзистора на один или оба входных транзистора в зависимости от комбинации входных сигналов, в последнем случае ток опорного транзистора распределяется пополам между входными транзисторами в силу симметрии схемы.
Рассмотрим работу элемента при комбинациях входных и выходных сигналов в соответствии с таблицей истинности. Согласно первой строке таблицы оба входных сигнала имеют низкий логический уровень, т.е. Uвх1 = Uвх2 = Е0 - транзисторы VT2,VT3 закрыты, т.к. потенциалы их баз относительно шины –Uп меньше напряжения отрицательной обратной связи Uо на величину DUбэ. Это объясняется тем, что логические элементы одной серии соединены друг с другом и для рассматриваемой комбинации входных сигналов можно считать, что на базы VT2,VT3 поступает напряжение с выхода другого БЛЭ, находящегося в состоянии логического нуля, т.е. в данном случае аналогичное существующему на резисторе R6 . Опорный транзистор VT4 открыт, режим его работы близок к эмиттерному повторителю, поскольку схемотехнически реализовано соотношение R2 « R5 и опорное напряжение (Uо) практически полностью повторяется на резисторе ООС R5. Поскольку VT4 открыт, то потенциалы его коллектора и базы VТ5 находятся на низком уровне относительно шины –Uп . Следовательно , на резисторе R6 напряжение относительно шины –Uп также мало, т.е. меньше Uо: DUбэ = Uо – UR6. Тогда выходное напряжение, измеряемое относительно общей точки (+Uп), равное падению напряжения между коллектором и эмиттером VТ5, будет высоким по модулю: |Uвых2| = |Uп| - | UR6| и низким с учетом его знака (»-1,5В), этому значению в серии ИС ЭСЛ соответствует логический ноль Y2 = 0 (прямой выход БЛЭ). В свою очередь, высокий относительно шины –Uп потенциал объединенных коллекторов закрытых VT2,VT3 будет повторяться на эмиттерной нагрузке VТ1 – резисторе R4 и, следовательно, Uвых1 будет мало по модулю и велико с учетом знака (»-0,9В), т.е. соответствовать логической 1: Y1 = 1 (инверсный выход).
Для комбинаций входных сигналов: Uвх1 =Е1, Uвх2 = Е0 ; Uвх1 =Е0, Uвх2 = Е1 ;
Uвх1 =Е1, Uвх2 = Е1, реализующих 2ю, 3ю и 4ю строки таблицы истинности соответственно, происходит , как указывалось выше, переключение тока опорного транзистора на открытый входной транзистор. Например, для комбинации Uвх1 =Е1, Uвх2 = Е0 открыт транзистор VТ2 высоким уровнем напряжения относительно шины –Uп , поступающим с аналога резистора R4 предыдущего элемента , находящегося в состоянии Y1 = 1.Схемотехникой обеспечивается соотношение: Uвх1 = Uо + DUбэ, это напряжение практически полностью повторяется на резисторе обратной связи R5, в результате напряжение на базе опорного транзистора становится отрицательным и он закрывается: DUбэ.VT4 = Uо – Uо- DUбэ = -DUбэ.
Таким образом, ток опорного транзистора переключается на входной транзистор VT2,
потенциал коллектора VT2 ( и базы VT1) относительно шины –Uп уменьшается, низкий потенциал базы VT1 практически без изменения повторяется на резисторе R5.
Таким образом, на выходе VT1 формируется высокое по модулю и низкое с учетом знака напряжение Uвых1» -1,5В, трактуемое как логический ноль (Е0) на инверсном выходе, аналогичным образом легко убедиться, что на прямом выходе Uвых2 » -0,9В, т.е.логическая единица (Е1). Процессы, протекающие в схеме для остальных комбинаций входных сигналов принципиально не отличаются от рассмотренного выше ( в последней комбинации ток опорного транзистора переключается на оба входных транзистора и делится между ними пополам). Следует отметить, что из-за высоких усилительных свойств транзисторов напряжение их переключения весьма мало: DUбэ » 50мВ, кроме того очевидно, что должно выполняться соотношение: Uо = (Е1 +Е0)/2 = -(0,9 +1,5)/2 = -1,2В. Процесс переключения поясняется передаточными характеристиками приведенными на рис.116 для прямого и инверсного выходов.
Рис.116
Передаточная характеристика
базового логического элемента ЭСЛ
2 ИЛИ, 2ИЛИ-НЕ
Достоинством ИС серии ЭСЛ является высокое быстродействие – tз.ср. ? 1…2нС, обусловленное тем, что транзисторы в открытом состоянии работают без насыщения из-за глубокой отрицательной обратной связи и малой величины отпирающего напряжения, благодаря чему время рассасывания заряда базы мало и , следовательно, мало время выключения входных транзисторов. Время включения также мало из-за регенеративного режима переключения, связанного с ОС и малого времени перезаряда входных емкостей транзисторов через относительно малые сопротивления резисторов (R1 = R2 = 200…300 Ом). К недостаткам ИС ЭСЛ относятся: высокая потребляемая мощность, связанная с работой эмиттерных повторителей в активном режиме (? 50мВт) и невысокая помехоустойчивость из – за малых уровней переключающих напряжений. По указанным причинам серия ИС ЭСЛ имеет ограниченное применение.
К ЭСЛ сериям ИС относятся К1500, К1590, в качестве практического примера на рис.117 приведено условное графическое изображение элемента К1590 ЛМ105.
Рис.117
Базовый элемент ЭСЛ К1590ЛМ105
2(2ИЛИ, 2ИЛИ – НЕ), 3ИЛИ, 3ИЛИ - НЕ
Таблица сравнительных параметров базовых элементов
|
Тип |
|
Е1 |
Рпотр. |
tз.ср. |
Коэфф. |
Uпомех. |
Uп. |
|
ТТЛ |
0,2 – 0,4 |
2,4 - 4 |
? 20 |
5…20 |
?10 |
0,8…1,1 |
+5 |
|
КМОП |
0,2 – 0,4 |
»0,9Uп. |
?0,1 |
?200 |
до 200 |
»0,5Uп. |
+ 3…15 |
|
ЭСЛ |
- 1,5 |
- 0,9 |
20…50 |
1…3 |
?10 |
? 0,3 |
- 5 |
К сожалению, в одной статье не просто дать все знания про вторичные источники питания техническая реализация импульсных элементов иит. Но я - старался. Если ты проявишь интерес к раскрытию подробностей,я обязательно напишу продолжение! Надеюсь, что теперь ты понял что такое вторичные источники питания техническая реализация импульсных элементов иит и для чего все это нужно, а если не понял, или есть замечания, то не стесняйся, пиши или спрашивай в комментариях, с удовольствием отвечу. Для того чтобы глубже понять настоятельно рекомендую изучить всю информацию из категории ИНЖЕНЕРНАЯ ПСИХОЛОГИЯ И ЭРГОНОМИКА
Комментарии
Оставить комментарий
ИНЖЕНЕРНАЯ ПСИХОЛОГИЯ И ЭРГОНОМИКА
Термины: ИНЖЕНЕРНАЯ ПСИХОЛОГИЯ И ЭРГОНОМИКА